函数信号发生器课程设计
<电子技术课计> 直流稳压电源设计任务书 一：设计任务及要求： 1. 设计任务 计一集成直流稳压电源，满足： （1）当输入电压在220V交流时，输出直流电压为6V。
（2）输出纹波电压小于5mv，稳压系数<=0.01； （3）具有短路保护功能。
(4) 最大输出电流为:Imax＝1.0A; 2.通过集成直流稳压电源的设计，要求学会： （1）选择变压器、整流二极管、滤波电容及集成稳压器来设计直流稳压电源。
（2）掌握直流稳压电源的调试及主要技术指标的测试方法。
3．设计要求 （1） 电源变压器只做选择性设计； （2） 合理选择集成稳压器； （3） 完成全电路理论设计、绘制电路图； （4）撰写设计报告。
目录 一.设计任务及要求： 二.基本原理与分析 三.三端集成稳压器 四.稳压电源的技术指标及对稳压电源的要求 五.集成电路选用时应注意的问题 六.参数性能指标及测试方法 七.心得体会 八.参考文献 附：部分 二、原理与分析 1．直流稳压电源的基本原理 直流稳压电源一般由电源变压器T、整流滤波电路及稳压电路所组成，基本框图如下。
各部分的作用： （1）电源变压器T的作用是将电网220V的交流电压变换成整流滤波电路所需要的交流电压Ui。
变压器副边与原边的功率比为P2\\\/ P1=η，式中η是变压器的效率。
（2）整流滤波电路：整流电路将交流电压Ui变换成脉动的直流电压。
再经滤波电路滤除较大的纹波成分，输出纹波较小的直流电压U1。
常用的整流滤波电路有全波整流滤波、桥式整流滤波等。
各滤波电容C满足RL-C＝（3~5）T\\\/2，或中T为输入交流信号周期，RL为整流滤波电路的等效负载电阻。
（3）三端集成稳压器：常用的集成稳压器有固定式三端稳压器与可调式三端稳压器。
常用可调式正压集成稳压器有CW317（LM317）系列，它们的输出电压从1.25V－37伏可调，最简的电路外接元件只需一个固定电阻和一只电位器。
其芯片内有过渡、过热和安全工作区保护，最大输出电流为1.5A。
其典型电路如图2，其中电阻R1与电位器R2组成输出电压调节器，输出电压Uo的表达式为：Uo＝1.25（1＋R2\\\/R1） 式中R1一般取120－240欧姆，输出端与调整端的压差为稳压器的基准电压（典型值为1.25V）。
2．稳压电流的性能指标及测试方法 稳压电源的技术指标分为两种：一种是特性指标，包括允许输入电压、输出电压、输出电流及输出电压调节范围等；另一种是质量指标，用来衡量输出直流电压的稳定程度，包括稳压系数（或电压调整率）、输出电阻（或电流调整率）、纹波电压（纹波系数）及温度系数。
测试电路如图3。
图3 稳压电源性能指标测试电路 （1） 纹波电压：叠加在输出电压上的交流电压分量。
用示波器观测其峰峰值一般为毫伏量级。
也可用交流毫伏表测量其有效值，但因纹波不是正弦波，所以有一定的误差。
（2）稳压系数：在负载电流、环境温度不变的情况下，输入电压的相对变化引起输出电压的相对变化，即： （3） 电压调整率：输入电压相对变化为±10%时的输出电压相对变化量，稳压系数和电压调整率均说明输入电压变化对输出电压的影响，因此只需测试其中之一即可。
（4） 输出电阻及电流调整率 输出电阻与放大器的输出电阻相同，其值为当输入电压不变时，输出电压变化量与输出电流变化量之比的绝对值.电流调整率：输出电流从0变到最大值时所产生的输出电压相对变化值。
输出电阻和电流调整率均说明负载电流变化对输出电压的影响，因此也只需测试其中之一即可。
直流稳压电源设计 (未经整理仅供参考) 直流稳压电源设计 一. 设计任务与设计的基本要求： (1).直流稳压电源的任务： 利用所学的知识设计并制作交流变换为直流的稳压电源． (2)直流稳压电源的基本要求： A．稳压电源 在输入电压为220V．50HZ. 电压变化范围为+10%~-10%条件下： a. 输出电压可调范围为：+9V~+12V; b. 最大输出电流为:Imax＝1.5A; c. 电压调整率≤0.2%(输入电压220V变化范围+10%~-10%下，满载)； d. 负载调整率≤2%(最低输入电压下，空载到满载)； e. 纹波电压(峰-峰值) ≤5mV(最低输入电压下，满载); f. 效率≥40%(输出电压为+9V，输入电压为220V下，满载); g. 具有过流保护及短路保护功能; B. 稳流电源 在输入电压固定为直流+12V的条件下； a. 输出电流为：4~20mA可调； b. 负载调整率≤2%(输入电压+12V，负载电阻由200Ω~300Ω变化时，输出电流为20mA时的相对变化率); C. DC-DC变换器 在输入电压为+9V~+12V条件下： a. 输出电压为+100V，输出电流为10mA; b. 电压调整率≤2%(输入电压变化范围+9V~+12V)； c. 负载调整率≤2%(输入电压+12V下，空载到满载); d. 纹波电压(峰-峰值) ≤100mA(输入电压+9V下，满载); 注：以下是本电路的发挥部分： (1)扩充功能： a. 排除短路故障后，自动恢复为正常状态； b. 过热保护； c. 防止开, 关机时产生的”过冲”； (2)提高稳压电源的技术指标； a. 提高稳压调整率和负载调整率； b. 扩大输出电压调节范围和提高最大输出电流值． (3)改善DC-DC变换器的性能； a. 提高效率(在100V, 100mA下测试); b. 提高输出电压． (4)用数字显示输出电压和输出电流． 摘 要 本系统稳压电源部分采用电压调整器uA723外加调整管2SC3280实现此功能，再通过单片机MCS-51(89C51)来起控制电路，实现了扩充多种功能．稳流部分采用了三端稳压调整器LM317T实现．DC-DC变换器采用了两片PFM控制芯片MAX770来实现，使输出电压提高到+100V，输出电流最大可以达到100mA．电压调整，负载调整率及纹波电压均优于指标要求．可以说本系统比其它同类产品要好的多． 二．方案论证与比较 1．稳压电源部分 方案一：简单的并联型稳压电源； 并联型稳压电源的调整元件与负载并联，因而具有极低的输出电阻，动态特性好，电路简单，并具有自动保护功能；负载短路时调整管截止，可靠性高，但效率低,尤其是在小电流时调整管需承受很大的电流，损耗过大，因而不能采用此方案． 方案二：输出可调的开关电源； 开关电源的功能元件工作在开关状态，因而效率高，输出功率大；且容易实现短路保护与过流保护，但是电路比较复杂，设计繁琐，在低输出电压时开关频率低，纹波大，稳定度极差，因而也不能采用此方案． 方案三：由uA723组成的零伏起调电源； uA723内部设有高精度基准电压源和高增益的放大器，外围电路比较简单，电压稳定度也比较高，其典型电压调整率为0.01%，负载调整率为0.03%，且热稳定性好，输出噪声也很小，还内设有过电流控制电路，使用安全可靠，具有较高的性价比，为首选方案，所以此方案为必选题． 2．稳流电源部分 方案一: 采用7805三端稳压器电源; 固定式三端稳压电源(7805)是由输出脚Vo,输入脚Vi和接地脚GND组成,它的稳压值为+5V,它属于CW78xx系列的稳压器,输入端接电容可以进一步的滤波,输出端也要接电容可以改善负载的瞬间影响,此电路的稳定性也比较好,只是采用的电容必须要漏电流要小的钽电容,如果采用电解电容,则电容量要比其它的数值要增加10倍,但是它不可以调整输出的直流电源;所以此方案不易采用. 方案二:采用LM317可调式三端稳压器电源; LM317可调式三端稳压器电源能够连续输出可调的直流电压. 不过它只能连续可调的正电压,稳压器内部含有过流,过热保护电路;由一个电阻(R)和一个可变电位器(RP)组成电压输出调节电路,输出电压为:Vo=1.25(1+RP\\\/R).由此可见此稳压器的性能和稳压稳定都比上一个三端稳压电源要好,所以此此方案可选,此电源就选用了LM317三端稳压电源,也就是方案二. 3.DC-DC变换部分; 方案一:用正弦信号(几十赫兹以下)驱动硅钢型互感耦合变压器,经整流滤波后输出.由于硅钢的磁滞特性,这种电源的开关频率不算高,易出现磁饱和,因而不利于制作高效率的开关电源. 方案二:采用高频磁芯和开关特性好的VMOS管的PFM或PWM型开关电源,负载调整特性好,效率高,性能优良,但制作调试复杂,所以此方案也不于采纳, 方案三:采用充电泵型变换器,该类电源以电容代替电感作贮能元件,为一个或多个电容供电.该类电源的最大特点是元件易得,体积小,电路比较简单,无电感;但由于对充电泵的要求严格,不适合于工作在大负载条件下,因而在大多数电源中没有被广泛使用. 综合考虑效率,输出功率,输入输出电压,负载调整率,纹波系数,本设计选用方案二.考虑到PWM对磁性元件,开关元件特性的要求较低,因而较易实现.对于效率和纹波的要求可以通过仔细调整磁性元件的参数(L,Q,M等)使其工作在最佳状态,所以我们在选择方案的时候考虑到电路要简单,元件要容易找,还有在电路设计的时候避免遇到某些不必要的问题,所以我们选择了上述的方案中的第二个方案;第二个方案就能够达到我们的要求,的所以方案二我们采用了,利用开关特性和负载调整特性好及效率高,性能优良,而采用了它.(方案二) 三.直流稳压电源电路的方框图如下: 220V电源部分---变压部分---整流滤波部分---稳压电源稳流电源部分---+9V^+12V 直流稳压电源方框图 四.电路原理及各部的分离电路; 1.稳压电路部分; 采用精密电压调整器uA723,外加大功率调整管以提供大电流输出.uA723的特点如下: ①无外接调整管时最大输出电流为:I=150mA; ②外接调整管时,输出电流最大可达到12A以上; ③最大输入电压为:Vmax=40V; ④输出电压可调整范围为: +9V~+12V; 具体的电路图如下图所示: 电源变压器的效率如下所示:(小型变压器) 副边功率P2\\\/vA <1010^30 30^80 80^200 效率 η 0.6 0.7 0.8 0.85 由uA723的特性可知:要使电路实现零伏起调,uA723的7脚至少要获得-2V的附加电压,本方案不采用多抽头的变压器,该-2V电压可通过由电容C1,C2和二极管D1,D2组成的倍压电路获得.其输出电压由电阻R1和齐纳二极管Z1固定-5.6V ,使uA723中的差分放大器在输出电压为0时仍能工作,主要的正电压通过整流桥和滤波电容C3从变压器获得.uA723的供电电压由齐纳二极管Z2固定在33V,以防止超过其极限电压值(40V).由BG2,BG3组成的达林顿管将输出电流提高到超过1A的范围. 在12脚和3脚间加0.6V的电压可调节极限电流值,该电压是电阻R9和电位器VR3是压降的总和,VR3的压降是VR3的电阻值与晶体管三极管BG1的集电极电流值的乘积,极限电流值可以通过电位器VR3连续调节. 输出电压由电位器VR2进行线性调节,电位器VR1用于调节零输出电压. 本设计还通过单片来实现了短路过流保护,过热保护,具体的电路图如下: 过热保护:温度开关KT一端通过一个上拉电阻接正电源,另一端接地,当温度过高时开关断开,产生一个零电平跳变送给单片来进行处理. 过流检测和短路保护原理:采用单片机MCS-51(89C51)对输出电流进行周期性的检测,可以方便地实现短路保护及短路故障排除后自恢复的所有功能.过流或短路时,检测电路向单片P1口发出报警信号,单片证实后启动它的保护电路,经过短时间延时后继续查询P1口上的内容,如无报警信号,则电路又恢复到正常状态. 过热保护,发声报警等功能也直接由单片机(89C51)来实现控制. 2.稳流电源部分; LM317是三端可调式正电压调整器,正常工作时在其调整端与输出端之间有一个高稳定度的1.25V电压,利用该电压即可以获得可调的电流输出.实际中, LM317输出端与电位器之间串接了一个10Ω\\\/1W的电阻,使最大电流限制在125mA左右,以免发生过流现象. 具体的电路图如下所示: 3.DC-DC变换部分; DC-DC变换器的核心部件是两片升压开关调节器MAX770,MAX770结合了PFM低的吸取电流和PWM大功率应用下效率高的特点,能比以往的PWM器件提供更大的电流. MAX770有以下的特点: ①开关频率较高(300KHZ),减小了电感的尺寸; ②在较宽输出电流范围内可以达到87%的效率; ③功耗比较低; 用MAX770制成的升压器如下图所示;由于MAX770对VMOS管的驱动能力有限,使用了一片MAX770很难实现本电路的性能指标,因此本电路采用了两级MAX770. 五. 测试方法与调试过程; 1.稳压电源部分; (1) 输出电压范围测试 调节可调电位器,用数字型万用表测出电阻两端的输出电压,最小值为0.821V,最大值为:24.61V. (2) 最大输出电流测试 将输出电压调整至9V,输出端接通可调电阻,串入数字万用表,测得最大输出电流为:2.06A. (3) 电压调整率测试 将调压变压器输出端接稳压电源的输入端,将稳压电源输出电压调整至9V,调节调压变压器,使其输出从176V升至到253V,用数字万用表测量负载两端的电压,测得最大电压变化量为:10mV,计算得电压调整率为:(0.01\\\/9)*100%=0.11%. (4)负载调整率测试 空载时将输出电压调整至9V,在负载端接入300Ω\\\/120W的变阻器,将变阻器从6Ω调整至100Ω,用数字万用表监视输出电压的变化,测得最大电压变化量为:0.04V,因此负载调整率为:(0.04\\\/9)*100%=0.44%. (5)纹波电压测试 将电压输出调整至9V,外接一个6Ω的电阻,将示波器置于AC\\\/5mV输入挡,测得负载上的纹波电压为:1mV. (6)效率测试 将电压输出调整至9V,外接一个6Ω的电阻,其输出功率P0=81\\\/6=13.5W.在负载不变的情况下,测出稳压电源的交流输入电压为:12V,交流电流为:2.05A.因此输入功率Pi=12*2.05=24.7W(设功率因数为1),电源效率为(P0\\\/Pi)*100%=(13.5\\\/24.7)*100%=40%,达到上述所要求的指标. (7)过流保护及短路保护功能测试 将电压输出调至为9V,外接一个6Ω的电阻,用万用表测得输出电流为:0.说明过流保护功能正常.再将输出短路,现象如同上,说明短路保护功能一切正常. (8)采用单片机(89C51)来实现保护,检测 短路故障排除自恢复,过热保护,防止关机时产生的”过冲”均测试通过;一切正常. 2.稳流电源部分; (1) 输出电流测试 输入电压为+12V,改变外接电阻的大小,记录最小电流值Imin与最大电流Imax.Imax=45.40mA, Imin=1.46mA. (2) 负载调整率的测量 输入电压+12V,负载电阻由220Ω至300Ω之间变化,设定输出电流20mA,每上升20Ω测输出电流,数据如下所示: 电阻\\\/Ω 200 220 240 260 280 300 电流\\\/mA 19.71 19.72 19.70 19.70 19.70 19.70 负载调整率≈0.02\\\/20.00=0.1%. 3. DC-DC变换器部分; (1) 输出电压电流测试 输入电压由+9V至+12V变化,负载接3.6KΩ\\\/10W电阻,测得输出电压为+100.11V,输出电流为:30.7mA. (2) 电压调整率的测试 空载,输入电压由+9V至+12V变化,测得最大电压变化为:0.1V. (3) 负载调整率的测试 输入电压+12V,空载,测得输出电压 +100.1V;10KΩ\\\/5W电阻,测得输出电压为: +100.0V. (4) 纹波电压测试 输入电压 +9V,接3.6KΩ\\\/10W的电阻,示波置于交流AC\\\/250mV挡,测得纹波电压.Vpp≈80mV. (5) 效率的测试 输入电流为:5A,输入电压为:11.8V时,测得输出电压为100.08V(3.6KΩ的电阻,电流为:27.8mA),计算可得出: η=64.3%. 六. 电路的结果分析 1. 稳压电路部分; (1) 输出电压的可调范围 由于本电路中uA723的7脚接-2V,因此可以实现从零伏起调,这也是本电路的特色之一,本电路实现了0^20V可调,超过指标要求. (2)最大输出电流 它由uA723的3脚所接电阻R9决定,计算公式为:Imax=0.6\\\/R9,由于本电路中R9为0.33Ω,因此Imax限制为2A左右. (3)电压和负载调整率及纹波电压 优于指标要求,这是由uA723优良特性与方案设计思路决定的. (4)效率的测试 输出为9V,而输入为17V左右,因此有一部分功率被调整管吸收,从而导致了效率并不是很高. 2. 稳流电路部分; (1) Rmin=10Ω, Rmax=1010Ω I’min=1.25\\\/1010≈1.24mA > Imin 受输入电压+12V与LM317内部压降约为1.7V的影响,可能的最大电流为: I’max=(12-1.7)\\\/220≈46.82mA > Imax Imin>I’min是由于LM317在小电流负载下稳压性能变差造成的. Imax
设计和制作一函数信号发生器
函数信号发生器的设计、和装配实习一．设计制作要求：掌握方波一三角波一正弦波函数发生器的设计方法和测试技术。
学会由分立器件和集成电路组成的多级电子电路小系统的布线方法。
掌握安装、焊接和调试电路的技能。
掌握在装配过程中可能发生的故障进行维修的基本方法。
二．方波一三角波一正弦波函数发生器设计要求函数发生器能自动产生正弦波、三角波、方波及锯齿波、阶梯波等电压波形。
其电路中使用的器件可以是分立器件，也可以是集成电路(如单片集成电路函数发生器ICL8038)。
本次电子工艺实习，主要介绍由集成运算放大器和晶体管差分放大器组成的方波一三角波一正弦波函数信号发生器的设计和制作方法。
产生正弦波、方波、三角波的方案有多种：1：如先产生正弦波，然后通过整形电路将正弦波变换成方波，再由积分电路将方波变成三角波。
2：先产生三角波一方波，再将三角波变成正弦波或将方波变成正弦波。
33：本次电路设计，则采用的图1函数发生器组成框图是先产生方波一三角波，再将三角波变换成正弦波的电路设计方法。
此钟方法的电路组成框图。
如图1所示：可见，它主要由：电压比较器、积分器和差分放大器等三部分构成。
为了使大家能较快地进入设计和制做状态，节省时间，在此，重新复习电压比较器、积分器和差分放大器的基本构成和工作原理：所谓比较器，是一种用来比较输入信号v1和参考电压VREF，并判断出其中哪个大，在输出端显示出比较结果的
东仕 IDS 2000K 采用什么芯片配置
现在所用的小锅机子只能收12个台，是卫星升级了，自己调不了的，除非你花10元钱拿去升级机子就可以恢复54个台。
但卫星再升级又没用的了，建议现在不要花钱去升级机子，到时会全关掉的
数字钟设计
数字电子时钟课程设计 题目： 数字电子时钟课程设计 目 录 一、设计任务及设计要求…………………………………………（3） 二、设计方案论证 ………………………….. …………. （3） 1.总体方案及框图 2.各部分论证 三、单元电路设计…………………………………………………（4） 1.振荡器 ………………………………………………………（4） 2. 秒、分、时计数器…………………………………………（5） 3. 显示译码\\\/驱动器和LED七段数码显示管……………….（6） 4. 分频器……………………………………………………（7） 5. 报时电路…………………………………………………（9） 四、总体电路设计及原理………………………………………（13） 五、元器件明细表………………………………………………（10） 六、心得体会……………………………………………………（11） 七、参考文献……………………………………………………（11） 一、设计任务及设计要求 1.设计任务 数字电子钟的逻辑电路 2.设计要求 （1）由晶振电路产生1HZ的校准秒信号。
（2）设计一个有“时”、“分”、“秒”（23小时59分59秒）显示切且具有校时、校分、校秒的功。
（3）整点报时功能。
要求整点差10秒开始每隔1秒鸣叫一次，共五次，每次持续时间为一秒，前五次为500赫兹的声音，最后依次为1000赫兹的声音。
（4）用中小规模集成电路组成电子钟，并在实验箱上进行组装和调试。
（5）划出框图和逻辑电路图，写出设计，实验总结报告。
二、设计方案论证 数字钟原理框图如图1所示，电路一般包括以下几个部分：振荡器、分频器、译码显示电路、时分秒计数器、校时电路、报时电路。
图一 对于各个部分而言 数字钟计时的标准信号应该是频率相当稳定的1HZ秒脉冲，所以要设置标准时间源。
数字钟计时周期是24小时，因此必须设置24小时计数器，他应由模为60的秒计数器和分计数器及模为24的时计数器组成，秒、分、时由七段数码管显示。
为使数字钟走时与标准时间一致，校时电路是必不可少的。
设计中采用开关控制校时直接用秒脉冲先后对“时”“分”“秒”计数器进行校时操作。
能进行整点报时。
在从59分50秒开始，每隔2秒钟发出一次低音“嘟”的信号，连续五次，最后一次要求最高音“嘀”的信号，此信号结束即达到正点。
三、单元电路设计 1. 各独立功能部件的设计 （1） 、振荡器 振荡器是计时器的核心，其作用是产生一个标准频率的脉冲信号振荡频率的精度和 稳定度决定了数字钟的质量。
第一种方 案采用石英晶体振荡器，如图二。
使用 振荡频率为32768HZ的石英晶体和反 向器构成一个稳定性极好、精度较高 的时间信号源。
改变电容C可以 图 二 石英晶体振荡器 振荡器的频率进行微调，再通过一个反相器，输出32768HZ的方波将此方波的频率进行15次二分频后，在输出端刚好可得到频率为1HZ的脉冲信号。
第二种方案如图三采用集成电路555定时器与RC组成的多谐振荡器。
输出的脉冲频率为fS=1\\\/[(R1+2R2)C1ln2]=1KHZ，周期T=1\\\/fS=1ms。
若参数选择：R1=R2=10K欧姆，C1=47uF时，可以得到秒脉冲信号。
图三 方波信号发生器 附555定时器的功能表 输 出 输 出 阀值输入（v11） 触发输入（v12） 复位（RD） 输出（VO） 发电管T × × 0 0 导通 <2\\\/3VCC <1\\\/3VCC 1 1 截止 >2\\\/3VCC >1\\\/3VCC 1 0 导通 <2\\\/3VCC >1\\\/3VCC 1 不变 不变 （2） 秒、分、时计数器 U1到U6 六个74LS161构成数字钟的秒、分、时计数器。
U1、U2共同构成秒计数器，它由两个74LS161构成六--十进制的计数器，如图四。
U1作为秒个位十进制计数器，它的复位输入RD、和置位输入LD都接低电平，秒信号脉冲作为计数脉冲输入到CP1端，输出端C控制U2秒十位计数器的计数脉冲输入。
Q1、Q2、Q3、Q4作为秒个位的计时值送至秒个位七段显示译码\\\/驱动器。
U2作为秒十位六进制计数器，它的计数脉冲输入受到秒个位U1的控制，其计数器使能端EP、ET与U1的输出端C相连接。
当U2计数器计到0011，即清零信号到复位输入端时，Q1、Q2、Q3、Q4输出的都是零。
Q1、Q2、Q3、Q4作为秒十位的计时值送至秒十位七段显示译码\\\/驱动器。
U3 、U4分别构成分个位十进制和分十位六进制计数器，如图四。
U3、U4与U1、U2的连接方法相似。
当计数器输出为01011001状态，U3（U1）、U4（U2）的LD端同时为“0”，使计数器立即返回到00000000状态。
这样就构成了六十进制计数器。
图四 六十进制计数器 U5、U6共同构成时计数器，它由两个74LS161构成六十进制的计数器 如图五。
U5作为时十位计数器，它的复位输入RD、和置位输入LD都接低电平，时信号脉冲作为计数脉冲输入到CP1端，输出端C控制U6秒十位计数器的计数脉冲输入。
Q1、Q2、Q3、Q4作为秒个位的计时值送至秒个位七段显示译码\\\/驱动器。
当计数器输出为00100100状态，U5、U6的LD端同时为“0”，使计数器立即返回到00000000状态。
这样就构成了二十四进制计数器。
U12图五 二十四进制计数器 （3） 显示译码\\\/驱动器和LED七段数码显示管 六个74LS248集成电路构成数字钟的七段数码显示管显示译码\\\/驱动器。
74LS248七段显示译码器输出高电平有效，将8421BCD码译成七段（a、b、c、d、e、f、g）输出，用以直接驱动LED七段数码显示对应的十进制数。
74LS248的显示功能： 显示功能见功能表的上半部分。
[DCBA]是二进制码输入，要正确的执行显示功能，有关的功能端必须接合适的逻辑电平，这些功能端的作用随后介绍。
对于0～9输入，[DCBA]相当BCD8421码。
当超过9以后，译码器仍然有字型输出，具体见图六。
当[DCBA]=1111时，数码管熄灭。
实验时要在笔划段电极串联电阻，以保护LED数码管。
表1 中规模显示译码器74LS248的功能表 图六 74LS248显示字型与输入的对应关系 如图七，六个LED七段数码显示管利用不同发光段组合的方式显示不同数码，都采用+5V电源作为每段发光二极管的驱动电源。
需要发光的段为高电平，不发光的段为低电平。
设计中采用共阴极数码管，每段发光二极管的正向降压，随显示光的颜色有所不同，通常约2V～3V，点亮电流在5～10mA。
六个LED七段数码显示管分别显示秒个位、十位；分个位、十位；时个位、十位的计数十进制数 图七 显示译码\\\/驱动器和数码显示管 （4）分频器 分频器电路是由三个74LS90构成，如图八。
74LS90是异步十进制计数器，它由一个一位二进制计数器和一个异步五进制计数器组成。
将QA与CP2相连，计数脉冲由CP1端输入，输出由QA～QD引出，即得到十进制计数器。
只有在复位输入R0(1)= R0(2)=0和置位输入S9(1)= S9(2)=0时，才能够在计数脉冲（下降沿）作用下实现二—五—十进制加计算。
因为要对输入的脉冲进行三次10分频，三片74LS90的复位输入R0(1)、 R0(2)和置位输入S9(1) 、S9(2)都接低电平。
振荡器输出的方波脉冲计数器作为U1的CP1端的输入时钟脉冲，U1的QD端的输出脉冲作为U2的CPA端的输入时钟脉冲，U2的QD端的输出脉冲作为U3的CP1端的输入时钟脉冲，U3的QD端的输出脉冲fO=fS\\\/103¬¬¬¬¬¬¬=1HZ，即为秒信号方波脉冲，成为秒、分、时计数器的计数脉冲和时间校准信号。
将JK触发器的J、K端都接在高电平，Qn+1=JQn+KQn=Qn,每输入一个时钟脉冲后，触发器翻转一次，触发器处于计数状态。
经过触发器的二分频，Q端输出为500HZ的脉冲作为低音脉冲。
经过U1、U2计数器的二次十分频，输出的脉冲频率为10HZ，作为秒校时脉冲。
图八 分频器 附74LS90二—五—十进制计数器功能图 复位输入 置位输入 输出 R0(1) R0(2) S9(1) S9(2) QA QB QC QD H H L × L L L L H H × L L L L L × × H H H L L H L × L × 计数 L × × L 计数 × L L × 计数 × L × L 计数 JK触发器的功能表 J K Qn Qn+1 说明 0 0 0 0 输出状态不变 1 1 0 1 0 0 输出状态与J端状态相同 1 0 1 0 0 1 输出状态与K端状态相同 1 1 1 1 0 1 每输入一个脉冲输出状态改变一次 1 0 （五）报时电路 整点报时电路要求在每个整点发出音响，因此需要对每个整点进行时间译码，以其输出驱动音响控制电路。
如图九。
若要在每一整点发出五低音、一高音报时，需要对59分50秒到59分59秒进行时间译码。
QD4～QA4是分十位输出，QD3～QA3是分个位输出，QD2～QA2是秒十位输出，QD1～QA1秒个位输出。
在59分时，A= QC4 QA4 QD3 QA3=1；在50秒时，B= QC2 QA2=1；秒个位为0、2、4、6、8秒时，QA1=0,C= QA1=1；因而F1=ABC= QC4QA4 QD3 QA3 QC2 QA2 QA1仅在59分50秒、52秒、54秒、56秒、58秒时等于1，故可以用F1作低音的控制信号。
当计数器每计到59分59秒时，A= QC4 QA4 QD3QA3=1,D= QC2 QA2 QD1 QA1=1,此时F2=AD=1。
把F2接至JK触发器控制端J端，CP端加秒脉冲，则再计1秒到达整点时F3=1,故可用F3作一次高音控制信号。
用F1控制5次低音、F3控制高音，经音响放大器放大，每当“分”和“秒”计数器累计到59分50、52、54、56、58秒发出频率为500HZ的五次低音，0分0秒时发出频率为1000HZ的一次高音，每次音响的时间均为一秒钟，实现了整点报时的功能。
图九 整点报时电路 四、原理图（见最后一页） 五、元器件明细表 序号 元器件名称 型号规格 数量（个） 备注 U0 集成定时器 5G555定时器 1 构成多谐振荡器 U1～U6 同步加法计数器 74161 6 构成模加法计数器 U7～U9 异步十进制计数器 74LS90 3 构成分频器 U10 七端显示译码器 74LS248 6 分别显示秒、分、时的数字 U11～U12 与非门 多输入与非门 2 U13 J-K触发器 1 C1、C2 电容 2 C1=C2=104pf R1 R2 电阻 2 R1 =2K、R2=5.1K R、R` 电阻 2 R=1k,R`=47 U14 U20 门器件 非门 1 U15～U19 门器件 与门 6 多输入与门 U21～U23 门器件 与非门 3 多输入与非门 U24 触发器 J-K触发器 1 U25 晶体三级管 1 U26 喇叭 1 实现闹铃 六、设计体会 在整个课程设计完后，总的感觉是：有收获。
以前上课都是上一些最基本的东西，而现在却可以将以前学的东西作出有实际价值的东西。
在这个过程中，我的确学得到很多在书本上学不到的东西，如：如何利用现有的元件组装得到设计要求，如何找到错误的原因，如何利用计算机来画图等等。
但也遇到了不少的挫折，有时遇到了一个错误怎么找也找不到原因所在，找了老半天结果却是芯片的管脚接错了，有时更是忘接电源了。
在学习中的小问题在课堂上不可能犯，在动手的过程中却很有可能犯。
特别是在接电路时，一不小心就会犯错，而且很不容易检查出来。
但现在回过头来看，还是挺有成就感的。
通信电子电路中对调频电路提出哪些要求
宽带中频放大电路的设计摘 要中频放大器是功率放大器的一种，同时具有选频的功能，即对特定频段的功率增益高于其他频段的增益。
同时，它也是组成超外差接收机的一种，其任务是把变频得到的中频信号加以放大，然后送到检波器检波，具有工作频段较低，选择性好，工作稳定性好等特点。
因此，中频放大电路在实际应用中对超外差收音机、选择性和通频带等性能指标起着极其重要的作用。
在本次宽带中频放大的课程设计中，主要是通过超外差电路的工作原理来设计单元电路中各个独立的元件电路，然后对于整机电路和在此电路基础上的扩展电路进行设计，最后用仿真软件，进行仿真，调试，完成电路设计。
关键词：超外差电路，宽带中频，放大器目录1 设计摘要. 22 设计原理图. 33 调频电路工作原理. 43.2 直接调频原理. 43.3变容二极管直接调频原理. 54 电路各模块工作原理. 74.1变容二极管工作原理. 74.2 LC振荡电路工作原理. 84.2.1 电容三端反馈振荡电路. 94.2.2 电感三端反馈振荡电路. 105 课题要求的实现. 116 心得体会. 137 参考文献. 148 附录. 151 设计摘要调频电路具有抗干扰性能强、声音清晰等优点，获得了快速的发展。
主要应用于调频广播、广播电视、通信及遥控。
调频电台的频带通常大约是200～250kHz，其频带宽度是调幅电台的数十倍，便于传送高保真立体声信号。
由于调幅波受到频带宽度的限制，在接收机中存在着通带宽度与干扰的矛盾，因此音频信号的频率局限于30～8000Hz的范围内。
在调频时，可以将音频信号的频率范围扩大至30～15000Hz，使音频信号的频谱分量更为丰富，声音质量大为提高。
变容二极管调频电路是一种常用的直接调频电路，广泛应用于移动通信和自动频率微调系统。
其优点是工作频率高，固有损耗小且线路简单，能获得较大的频偏，其缺点是中心频率稳定度较低。
较之中频调制和倍频方法，这种方法的电路简单、性能良好、副波少、维修方便，是一种较先进的频率调制方案。
本课题载波由LC电容反馈三端振荡器组成主振回路，振荡频率有电路电感和电容决定，当受调制信号控制的变容二极管接入载波振荡器的振荡回路，则振荡频率受调制信号的控制，从而实现调频。
2 设计原理图图2.1 原理图3 调频电路工作原理频率调制是对调制信号频谱进行非线性频率变换，而不是线性搬移，因而不能简单地用乘法器和滤波器来实现。
实现调频的方法分为两大类：直接调频法和间接调频法。
3.1 间接调频原理先将调制信号进行积分处理，然后用它控制载波的瞬时相位变化，从而实现间接控制载波的瞬时频率变化的方法，称为间接调频法。
根据前述调频与调相波之间的关系可知，调频波可看成将调制信号积分后的调相波。
这样，调相输出的信号相对积分后的调制信号而言是调相波，但对原调制信号而言则为调频波。
这种实现调相的电路独立于高频载波振荡器以外，所以这种调频波突出的优点是载波中心频率的稳定性可以做得较高，但可能得到的最大频偏较小。
3.2 直接调频原理用调制信号直接控制振荡器的瞬时频率变化的方法称为直接调频法。
如果受控振荡器是产生正弦波的 LC 振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路的电感和电容。
将受到调制信号控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号的规律变化，实现直接调频。
可变电抗器件的种类很多，其中应用最广的是变容二极管。
作为电压控制的可变电容元件，它有工作频率高、损耗小和使用方便等优点。
具有铁氧体磁芯的电感线圈，可以作为电流控制的可变电感元件。
此外，由场效应管或其它有源器件组成的电抗管电路，可以等效为可控电容或可控电感。
直接调频法原理简单，频偏较大，但中心频率不易稳定。
在正弦振荡器中，若使可控电抗器连接于晶体振荡器中，可以提高频率稳定度，但频偏减小。
3.3变容二极管直接调频原理变容二极管调频电路是有主振电路和调频电路构成，T为振荡管，C1、C2、C3、L1为主振回路，D为变容二极管，Cc为耦合电容隔离直流，C4为高频滤波电容，C5为耦合电容，Cb为旁路电容。
R1、R2为变容二极管提供一个静态反偏电压，R3为隔离电阻，Rb1、Rb2、Re、Rc给三极管提供一个合适静态工作点。
设调制信号为uΩ(t)=UΩm cosΩt,加在二极管上的反向直流偏压为 VQ, VQ的取值应保证在未加调制信号时振荡器的振荡频率等于要求的载波频率,同时还应保证在调制信号uΩ(t)的变化范围内保持变容二极管在反向电压下工作。
加在变容二极管上的控制电压为ur (t)= VQ+ UΩm cosΩt 式(3-1)根据式(3-1)可得，相应的变容二极管结电容变化规律为(1)当调制信号电压uΩ(t)=0时，即为载波状态。
此时ur (t)= VQ，对应的变容二极管结电容为CjQ(2)当调制信号电压uΩ(t)=UΩm cosΩt时,对应的变容二极管的结电容与载波状态时变容二极管的结电容的关系是令m= uΩ\\\/(UD+VQ)为电容调制度,则可得上式表示的是变容二极管的结电容与调制电压的关系。
而变容二极管调频器的瞬时频率与调制电压的关系由振荡回路决定无调制时，谐振回路的总电容为；CQ为静态工作点所对应的变容二极管节电压。
当有调制时，谐振回路的总电容为：C∑＝；这回路的总电容的变化量为：△C＝C∑－CQ∑；频偏△C与△f的关系:△f=1\\\/2*f0*△C\\\/ CQ∑。
由变容二极管部分接入振荡器振荡回路的等效电路。
调频特性取决于回路的总电容C∑,而C∑可以看成一个等效的变容二极管, C∑随调制电压uΩ（t）的变化规律不仅决定于变容二极管的结电容Cj随调制电压uΩ（t）的变化,而且还与C1和C2的大小有关。
因为变容二极管部分接人振荡回路,其中心频率稳定度比全部接入振荡回路要高，但其最大频偏要减小。
4 电路各模块工作原理4.1变容二极管工作原理变容二极管又称可变电抗二极管。
是一种利用PN结电容（势垒电容)与其反向偏置电压Vr的依赖关系及原理制成的二极管。
所用材料多为硅或砷化镓单晶，并采用外延工艺技术。
反偏电压愈大，则结电容愈小。
变容二极管具有与衬底材料电阻率有关的串联电阻。
主要参量是：零偏结电容、零偏压优值、反向击穿电压、中心反向偏压、标称电容、电容变化范围（以皮法为单位）以及截止频率等，对于不同用途，应选用不同C和Vr特性的变容二极管，如有专用于谐振电路调谐的电调变容二极管、适用于参放的参放变容二极管以及用于固体功率源中倍频、移相的功率阶跃变容二极管等。
变容二极管是根据PN结的结电容随反向电压大小而变化的原理设计的一种二极管。
它的极间结构、伏安特性与一般检波二极管没有多大差别。
不同的是在加反向偏压时，变容二管呈现较大的结电容。
这个结电容的大小能灵敏地随反向偏压而变化。
正是利用了变容二极管这一特性，将变容二极管接到振荡器的振荡回路中，作为可控电容元件，则回路的电容量会随调制信号电压而变化，从而改变振荡频率，达到调频的目的。
已知，结电容 C j 与反向电压 v R 存在如下关系：图4.1.1变容二极管符号及电容公式加到变容管上的反向电压，包括直流偏压 V 0 和调制信号电压 v W (t)= V W cos W t ，如图4.1.2所示，即v R (t)= V 0 + V Wcos W t此外假定调制信号为单音频简谐信号。
结电容在 v R (t) 的控制下随时间发生变化。
图4.1.2用调制信号控制变容二极管结电容把受到调制信号控制的变容二极管接入载波振荡器的振荡回路，则振荡频率亦受到调制信号的控制。
适当选择变容二极管的特性和工作状态，可以使振荡频率的变化近似地与调制信号成线性关系。
这样就实现了调频。
4.2 LC振荡电路工作原理LC三点式振荡组成原理图如图4.2.1，其振荡频率f=。
当 图4.2.1三点式振荡电路组成和为容性，为感性时称为电容反馈振荡器，其中C=；当 和为感性，为容性时称为电容反馈振荡器，其中 L=+。
当我们相应变化电容值时就能使频率作出相应的变化，以达到调频的目的。
4.2.1电容三端反馈振荡电路图4.2.2电容三端反馈振荡电路交流电路对于一个振荡器，当其负载阻抗及反馈系数已经确定的情况，静态工作点的位置对振荡器的起振以及稳定平衡状态（振幅大小，波形好坏）有着直接的影响。
要想起振，首先三极管应该工作在静态工作点。
电路应选择合适的静态工作点的位置。
电容三端反馈振荡电路利用电容C3和C2作为分压器，该电路满足相位条件，选取合适时满足振幅起振条件，即：，该电路就可振荡。
可得到振荡频率近似为式中：C是振荡回路的总电容。
该电路与电感三端反馈振荡电路相比，输出波形较好，波形更接近正弦波。
适当地加大电路电容，就可减弱不稳定因素对振荡频率的影响，从而提高电路的稳定度。
这种振荡电路的特点是振荡频率可做得较高，一般可达到100MHz以上，由于C3对高次谐波阻抗小，使反馈电压中的高次谐波成分较小，因而振荡波形较好。
电路的缺点是频率调节不便，这是因为调节电容来改变频率时，（既使C1、C2 采用双连可变电容）C1与C2也难于按比例变化，从而引起电路工作性能的不稳定。
因此，该电路只适宜产生固定频率的振荡。
4.2.2电感三端反馈振荡电路图4.2.3电感三端反馈振荡电路等效交流电路由于L1与L2之间有互感的存在，所以容易起振。
其次改变回路电容来调整频率时，基本上不影响电路的反馈系数。
它的输出振荡波形较差,这是由于反馈电压取自电感的两端,而电感对高次谐波的阻抗较大,不能将它短路,从而使Uf中含有较多的谐波分量,因此,输出波形中也就含有较多的高次谐波。
工作频率愈高，分布参数的影响也愈严重，甚至可能使F减小到满不了起振条件。
电容三端反馈振荡电路利用电容L1和L2作为分压器，该电路满足相位条件，选取合适时满足振幅起振条件，即：，该电路就可振荡。
可得到振荡频率近似为式中：L=L1+L2+2M是振荡回路的总电容。
5 课题要求的实现该电路电源电压12V，高频三极管3DG100,变容二极管ZCC1C(VQ=4V，CQ=75PF，Q处的斜率Kc=△j\\\/△v=12.5PF\\\/V)。
已知VQ=4V，取R2=10K，R1=20k,来稳定静态电压VQ。
隔离电压R3>>R1、R2，取R3=150k,令接入系数P=0.2，根据VQ和P值，P=Cc\\\/(Cc+Cj),当VQ=4v时，可得到Cc=20PF。
由于调制信号的频率几HZ～几KHZ，可取耦合电容C5=4.7uf,高频扼流圈L2=47uH。
高频旁路电容C4对调制信号成高阻抗，取C4=5100PF。
为稳定三极管的静态稳定点，取Rb1=60K，Rb2=20K，Rc=3K，Re=2k，旁路电容Cb=50uF。
变容二极管部分接人振荡回路,其中心频率稳定度比全部接入振荡回路要高，但其最大频偏要减小。
图5.1变容二极管部分接人振荡回路该电路为了减少结电容对回路振荡频率的影响，C2和C3常取值较大，C1< 最大的频偏△f=10KHZ，由公式和得K=0.05，由△f1=KA1.f0得A1=0.04，2CC1C为突变结变容二极管，r=1\\\/2；则A1=1\\\/16*m*(8+3\\\/4m*m),得m=2A1=0.08；A0=1\\\/16*m*m,则中心频偏△f0=KA0.f0=62.5HZ；则频率稳定度△f0\\\/f0=62.5\\\/5M=1.24*10-5<5*10-4,满足频率稳定度得要求。 调节三极管的稳定度和电阻参数，可使三极管的放大输出电压V0>=1V。 6 心得体会通过学习高频电子线路这门课程，使我能综合运用电工技术，高频电子技术课程中的所学到的理论知识来完成设计和分析电路，熟悉了工程实践中高频电子电路的设计方法和规范，达到综合应用电子技术的目的。 学会了文件检索和查找数据手册的能力。 学会了应用protel软件的使用。 还学会了整理和总结设计文档报告。 学到很多东西，但就我个人感觉而言，学到的东西，对我后面一年的学习有重要的指导作用，不敢说以后，但在毕业前的这段时间内，这次学习对我的确很重要。 学到了如何务实，如何去学一门技术，同时也知道了如何学习，什么才是学习。 这次设计，使我由理论学习向实际生产的方向更近了一步。 让我对自己所学的专业有了更加清晰的理解，也对自己现在的专业技术水平有了更加明确的理解。 这次的设计中，我体验到了一名专业电子设计工程师设计产品的各个过程，让我对自己的未来的职业定位有了充分的心里准备。 总而言之，此次课程设计让我感到受益匪浅。 同时我认为我们的工作是一个团队的工作，团队需要个人，个人也离不开团队，必须发扬团结协作的精神。 某个元素的离群都可能导致整项工作的失败。 设计中只靠一个人知道的是远远不够的，我们要综合运用各项知识。 才能适应发展。 回顾起此次高频课程设计，至今我仍感慨颇多，在整整一星期的日子里，可以说得是苦多于甜，但是可以学到很多很多的的东西，同时不仅可以巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上所没有学到过的知识。 通过这次课程设计使我懂得了理论与实际相结合是很重要的，只有理论知识是远远不够的，只有把所学的理论知识与实践相结合起来，从理论中得出结论，才能真正为社会服务，从而提高自己的实际动手能力和独立思考的能力。 在设计的过程中遇到问题，可以说得是困难重重，我毕竟不是专家级的，难免会遇到过各种各样的问题，同时在设计的过程中发现了自己的不足之处，对以前所学过的知识理解得不够深刻，掌握得不够牢固，通过对高频电路的学习，了解了现实社会中的某些东西的运用都是通过运行才实现的。 在此次课程设计过程中，我们解决了一些主要问题，以便能解决实际问题，也通过老师的指导顺利的完成了课程设计。 在以后的实验过程中，我会克服更多的困难，去学习，以便进行实践。 这次课程设计终于顺利完成了，在设计中遇到了很多问题，最后在同学和老师的辛勤指导下，终于游逆而解。 同时，在老师的身上我学到很多实用的知识，在此我表示感谢 在本次高频设计的过程中，老师们给了我很大的指导和帮助。 不仅使我在规定的时间内完成了系统的设计，同时还使我学到了很多有益的经验。 在此,我谨向他们表示最衷心的感谢。 很感激学院让我们有这次学习的机会，这次学习对于我们没有真正实践经验的同学来说，绝对是一次成长的机会。 7 参考文献[1] 李银华.电子线路设计指导.北京航空航天大学出版社,2005.6[2] 谢嘉奎,宣月清,冯军.电子线路.高等教育出版社,2000.5[3] 张肃文.高频电子线路.第五版 高等教育出版社,2004.11[4] 谢自美.电子线路设计.实验.测试 华中科技大学出版社,2003.10[5] 胡宴如.高频电子线路.北京:高等教育出版社,1993.58 附录附表一 元件清单电容： 1 47u C5 1 510P C2 1 15P C1 1 1100P C3 1 5100P C41 50u Cb色环电阻：1 47K R1 1 10K R2 1 150K R3 1 20K Rb2 1 60K Rb1 1 3K Re 1 2K Rc 色环电感：1 66.7uH L1 1 47uH L2 变容二极管：1 ZCC1C D1 三极管：1 3DG100 T1
